集成式<bold>GaN</bold>单开关管功率因数校正变换器

曹通，秦世清，何映谊，李婷，张秀梅，杨国锋，卞宝安; CAO Tong; QIN Shiqing; HE Yingyi; LI Ting; ZHANG Xiumei; YANG Guofeng; BIAN Baoan

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集成式GaN单开关管功率因数校正变换器 PDF

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秦世清
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何映谊
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李婷
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张秀梅
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卞宝安
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江南大学理学院，江苏无锡 214122

中图分类号： TM461

最近更新：2024-08-10

DOI：10.11835/j.issn.1000-582X.2022.214

摘要

传统的降压型功率因数校正（power factor correction，PFC）变换器由于存在高谐波电流的缺点，较难满足IEC61000-3-2 C类限值，其应用受到很大限制。文中设计并搭建了一种集成式功率因数校正变换器，该变换器由一个降压PFC变换器和一个反激PFC变换器组成，其中降压和反激PFC变换器采用输入并联和输出并联连接方式共用一个GaN开关管和控制电路，降低变换器成本。集成式变换器在临界导通模式（critical conduction mode，CRM）恒定导通时间（constant on time，COT）控制下，反激单元消除了降压输入电流死区的影响，利用降压和反激PFC变换器的优势和GaN开关管的优异性能，变换器可以在宽电压输入范围下实现高效率和低总谐波失真。文中介绍了电路结构和工作原理，通过PSIM（power simulation）仿真验证理论推导的正确性，最后搭建了满载效率为94.1%的120 W样机，验证了该方案的可行性。

关键词

功率因数校正变换器; 氮化镓; 集成式; 低总谐波失真

近年来，电力电子装置已经广泛地应用于能源、工业和交通等相关领域。为了减小电力电子装置对电网的谐波污染，一些国家和学术团队颁布并实施了一系列的电流谐波标准，如IEC555-2、IEEE519和IEC61000-3-2等。为了满足这些谐波标准，必须使用功率因数校正（power factor correction，PFC）技术来限制变换器的输入电流畸变与谐波以达到标准限值要求^[

1-6]。随着第三代半导体材料的快速发展，以GaN为代表的第三代宽禁带半导体功率器件较传统Si基功率器件具有高击穿电场、高热导率、高迁移率、高饱和电子速度、高电子密度和可承受大功率等特点，可使变换器具有更高频率、更高转换效率和更高功率密度等特点^{[参考文献 7-8}7-8]。因此，基于GaN功率器件的PFC变换器受到越来越多的关注与研究^{[参考文献 9-10}9-10]，其相关技术也被广泛应用于移动端设备电源适配器、快速充电器及LED照明驱动电源^{[参考文献 11-12}11-12]。目前全球GaN功率器件市场由Infineon、GaN Systems、Transphorm和Navitas等公司主导，产品主要由TSMC、Episil、X-FAB 代工。国内新兴公司中，英诺赛科、芯冠、三安光电和海特高新等公司具有量产GaN 功率器件的能力。国产GaN功率器件拥有相同甚至优于进口GaN芯片的性能指标，且采购方便、成本较低，国内越来越多的研发人员优先选用国产GaN功率器件，避免未来出现被西方国家“卡脖子”的现象。

在通用电压（90~265 V）输入的变换器应用中，传统的降压型PFC变换器存在输入电流死区影响导致功率因数过低，对电网产生谐波污染，难以满足如IEC555-2、IEEE519和IEC61000-3-2等电流谐波标准。目前，研究人员已经进行了许多研究来改善降压型PFC变换器的性能。Wu等^[

13]提出了一种针对临界导通模式（critical conduction mode，CRM）降压型PFC变换器的可变导通时间控制方法，旨在降低输入谐波电流，提高功率因数。然而，输入电流的死区仍无法消除，不能在低电压输入下获得高功率因数。Xie等^{[参考文献 14

百度学术}14]设计一个降压和反激拓扑的集成式变换器，根据输入电压是低于还是高于输出电压来运行，以消除输入电流的死区。然而，该变换器需要多个开关管，增加了控制器的复杂性。Zhang等^{[参考文献 15

百度学术}15]使用降压拓扑来实现无桥降压PFC功能，但该变换器需要多个开关管和复杂的控制。上述研究所提出的变换器受到电路拓扑、开关管数量和开关管性能的限制，均不能获得高功率因数和高能量转换效率。

为了解决以上问题，笔者设计并搭建了一种基于GaN单开关管的降压-反激集成式PFC变换器。该变换器由降压和反激PFC变换器组成，仅使用一个GaN开关管^[

9]，利用降压和反激PFC变换器的优势和第三代宽禁带半导体器件的优异性能^{[参考文献 10

百度学术}10]，可以在通用电压输入范围下实现高效率和低总谐波失真。

1 集成式PFC变换器工作原理

1.1 电路结构

为了提高降压型PFC变换器的输入谐波电流，通过单个开关管将其集成到无输入电流死区的PFC变换器中。通过这种方法，降压型PFC变换器和另一个PFC变换器可以由相同的导通时间控制。因此，降压输入电流死区的影响可以通过另一个PFC变换器单元来消除，两者采用输入并联和输出并联的连接结构，如图1（a）所示。反激PFC变换器具有低输入谐波电流的特性，更适合与降压型PFC变换器集成，以提高功率因数。利用这种方法，可以获得降压-反激集成式PFC变换器，如图1（b）所示。图中，i为电流， $R_{L}$ 为负载，C为输出电容，L为电感，AC为交流电源， $i_{i n}$ 为输入电流。

图1 集成式变换器电路拓扑

Fig. 1 Circuit topology of the integrated converter

图2显示了所设计的单开关管降压-反激集成式PFC变换器拓扑及其控制环路，该变换器由整流桥BR、输入滤波器（由L、C₁和C₂组成）、RCD吸收电路（由R_a、C_a和D_a组成）、有源开关管S、反激变压器T、降压电感L_b、二极管D₁、D₂、D₃、输出电容器C和输出负载R_L组成。图中， $i_{L}$ 为电感电流，PI为补偿电压， $R_{e}$ 为采样电阻。将恒定导通时间（constant on time ，COT）控制策略应用于所设计的PFC变换器，用于控制输出电流i_o或输出电压v_o。电压比较器COMP将光耦输出电压V_e与锯齿信号进行比较，以产生复位信号V_re，其中V_e是经过PI补偿的电压V_rs和参考电压V_ref之间的补偿误差电压。因此，输出电压v_o或输出电流i_o可以调节到V_ref/k₁或I_ref/k₂，其中k₁和k₂是v_o和i_o的采样比。当开关S断开时，锯齿波发生器将被重置为零，当RS触发器的置位端处于高电平时，锯齿波发生器将被再次置位。RS触发器置位端的输入信号是反激电感电流的零电流检测（zero current detection，ZCD）信号。当反激变压器电感电流降至零时，辅助绕组中ZCD的电压将变为负值，然后传递给控制器。因此，所提出的变换器的反激电感电流工作在CRM模式。

图2 集成式PFC变换器拓扑及其控制环路

Fig. 2 Topology and control loop of integrated PFC converter

1.2 原理分析

为了简化所提出的PFC变换器的分析，原理分析基于以下假设。

1）所有元器件均为理想元件。

2）输出电容C足够大，变换器在稳定输出时，忽略输出电压纹波，将输出电压v_o视为恒定值。

3）变换器开关管工作频率f_S远大于工频电频率f_L。

4）输入电压为全波整流正弦波，即|v_in(t)| = V_p|sin(ωt)|，其中V_p为输入电压幅值， $ω = 2 π f_{L}$ 为输入电压的角频率。

降压型PFC变换器仅在|v_in|高于输出电压v_o时工作。当所提出的变换器工作在稳态时，可能存在2种不同的工作条件：T₂(θ≤ωt ≤π-θ)；T₁(0≤ωt<θ)和T₃(π-θ<ωt≤π)， $m$ 为比值，有

\{\begin{matrix} θ = s i n^{- 1} m ， \\ m = \frac{v_{o}}{V_{P}} 。 \end{matrix}

（1）

1.2.1 T₂(θ≤ωt ≤π-θ)工作条件

在T₂工作条件，变换器有6个工作模式，其等效电路图如图3所示。

图3 集成式变换器工作条件T₂下的等效电路图

Fig. 3 Equivalent circuit of integrated converter under operating condition T₂

模式a [t₀,t₁）：在t₀时刻，开关管S导通，二极管D₁和D₂反向截止，二极管D₃导通，输入电压源为电感L_f、L_k和L_b充电。因此反激变压器初级绕组电流i_Lf1(t)、漏感电流i_Lk(t)和降压电感电流i_Lb(t)可表示为

\{\begin{array}{l} i_{L f 1} (t) = i_{L k} (t) = \frac{|v_{i n}|}{L_{f} + L_{k}} (t - t_{0}) ， \\ i_{L b} (t) = \frac{|v_{i n}| - v_{0}}{L_{b}} (t - t_{0}) 。 \end{array}

\begin{matrix}  \end{matrix}

（2）

RCD吸收电路中，C_a由R_a放电。当开关管S关闭时，该模式结束，i_Lf1(t)、i_Lk(t)和i_Lb(t)的最大值为

\{\begin{array}{l} i_{L f 1 - p} (t) = i_{L k - p} (t) = \frac{|v_{i n}|}{L_{f} + L_{k}} t_{o n} ， \\ i_{L b - p} (t) = \frac{|v_{i n}| - v_{0}}{L_{b}} t_{o n} 。 \end{array}

（3）

式中：t_on为开关管的导通时间；τ₁为持续时间。

模式b [t₁,t₂）：在t₁~t₂时刻，当开关管S在t₁时刻关闭，S的寄生电容C_s开始充电，由于GaN开关管的寄生电容非常小，充电时间τ₂很短，因此，在此时间段，i_Lf1、i_Lk和i_Lb可视为不变。

模式c [t₂,t₃）：在t₂时刻，C_s充电到输入电压与反射电压之和（v_in +nv_o）时，该模式开始，二极管D₃反向截止，续流二极管D₁和D₂导通，变压器次级绕组电流i_Lf2(t)和降压电感电流i_Lb(t)可表示为

\begin{matrix} \{\begin{array}{l} i_{L f 2} (t) = n i_{L f 1 - p} (t) - \frac{n^{2} v_{o}}{L_{f}} (t - t_{1}) ， \\ i_{L b} (t) = i_{L b - p} (t) - \frac{v_{0}}{L_{b}} (t - t_{1}) 。 \end{array} \end{matrix}

（4）

式中：n为反激变压器的匝数比；变压器的漏感L_k电流被RCD吸收电路回收，由于L_k很小，该模式的持续时间τ₃很短。

模式d [t₃,t₄）：在t₃时刻，i_Lf2(t)、i_Lb(t)与模式c时间段相同的斜率下降，直至当i_Lb(t)降为零，D₂关闭，该模式结束。模式c与模式d的持续时间为

\begin{matrix} τ_{3} (t) + τ_{4} (t) = \frac{|v_{i n}| - v_{0}}{v_{0}} t_{o n} \end{matrix}

。

（5）

模式e [t₄,t₅）：在t₄时刻，S、D₂ 和D₃关闭，D₁保持导通，i_Lf2(t)以与模式d时间段相同的斜率下降，直至t₅时刻i_Lf2(t)降为零时，二极管D₁截止，该模式结束。此模式的持续时间为

\begin{matrix} τ_{5} (t) = \frac{|v_{i n}|}{n v_{0}} t_{o n} - τ_{3} (t) - τ_{4} (t) \end{matrix}

。

（6）

模式f [t₅,t₆]：在t₅时刻，S、D₁、D₂和D₃关闭，C_s与L_f谐振，当v_Cs降至v_in时，ZCD辅助绕组电压变负，开关管S导通，该模式结束，在t₆时刻完成周期切换。由于C_s很小，该模式持续时间τ₆很短。

由式（5）和式（6），集成变换器的开关周期T_s(t)和占空比D(t)可以表示为：

\{\begin{array}{l} T_{S} (t) = τ_{1} + τ_{2} (t) + τ_{3} (t) + τ_{4} (t) + τ_{5} (t) + τ_{6} (t) = (1 + \frac{|s i n (ω t)|}{n m}) t_{o n} ， \\ D (t) = \frac{t_{o n}}{T_{S} (t)} = \frac{n m}{n m + |s i n (ω t)|} 。 \end{array}

（7）

式中， $τ_{1}$ 、 $τ_{2}$ 、 $τ_{3}$ 、 $τ_{4}$ 、 $τ_{5}$ 、 $τ_{6}$ 为各个模式的持续时间。

综上，集成式变换器的理论关键波形如图4所示，图中， $V_{c a}$ 为电容 $C_{a}$ 的两端电压， $V_{c}$ 为输出电容 $C$ 的两端电压， $V_{g s}$ 为栅极驱动电压。

图4 集成式变换器的理论关键波形

Fig. 4 Theoretical key waveforms of the integrated converter

1.2.2 T₁(0≤ωt<θ)和T₃(π-θ<ωt≤π)工作条件

在T₁和T₃工作条件下，集成式变换器和工作在CRM模式下的反激PFC变换器相同，其具体工作原理不在文中分析。

2 系统参数分析

由于变压器漏感L_k很小，在分析时忽略其对变换器的影响，以下所有分析计算均基于90~265 V通用电压输入，80 Vdc/1.5 A/120 W输出。

2.1 输入电流分析

根据电路工作原理，一个开关周期内，变换器的平均输入电流 $i_{i n - a v g}$ 可以表示为

\begin{matrix} i_{i n - a v g} (t) = \{\begin{array}{l} \frac{n m V_{P} t_{o n} s i n ω t}{2 L_{f} (n m + s i n ω t)} ， ω t \in [0, θ) ⋃ (π - θ, π] ； \\ \frac{n m V_{P} t_{o n}}{2 L_{f} (n m + s i n ω t)} (s i n ω t + \frac{s i n ω t - m}{μ}) ， ω t \in [θ, π - θ] 。 \end{array} \end{matrix}

（8）

式中，μ=L_b/ L_f，为降压电感与反激变压器初级绕组电感之比，由式（8）可得输入功率为

\begin{matrix} P_{i n} = \frac{2}{T_{L}} \int_{0}^{T_{L} / 2} v_{i n} (t) i_{i n - a v g} (t) = \frac{n m V_{P}^{2} t_{o n} (μ α + β)}{2 π L_{b}} \end{matrix}

，

（9）

式中

\begin{matrix} \{\begin{array}{l} α = \int_{0}^{π} \frac{s i n^{2} ω t}{n m + s i n ω t} d ω t ， \\ β = \int_{0}^{π - θ} \frac{s i n^{2} ω t - m s i n ω t}{n m + s i n ω t} d ω t 。 \end{array} \end{matrix}

（10）

由式（9），一个开关周期的导通时间可以表示为

\begin{matrix} t_{o n} = \frac{2 π L_{b} i_{o}}{n V_{P} (μ α + β)} \end{matrix}

。

（11）

将式（11）代入式（8）可得变换器单个开关周期的平均输入电流

\begin{matrix} i_{i n - a v g} (t) = \{\begin{matrix} \frac{π μ m i_{o} s i n ω t}{(μ α + β) (n m + s i n ω t)} ， ω t \in [0, θ) ⋃ (π - θ, π] ； \\ \frac{π m i_{o} (μ s i n ω t + s i n ω t - m)}{(μ α + β) (n m + s i n ω t)} ， ω t \in [θ, π - θ] 。 \end{matrix} \end{matrix}

（12）

根据式（12），对v_o=80 V，i_o=1.5 A和v_in=220 V的条件下不同μ的输入电流，以及v_o=80 V，i_o=1.5 A和μ=0.3的条件下不同v_in的输入电流作归一化处理，见图5所示。由图可知输入电流波形的失真随着μ和v_in的减小而增加。

图5 不同μ和v_in下的输入电流

Fig. 5 Input current with different μ and v_in

2.2 输入电流分析

集成式变换器的输出功率由降压PFC变换器和反激PFC变换器提供。不考虑电路损耗，在半个工频周期内，各PFC变换器的平均输出功率等于输入功率，即：

\begin{matrix} \{\begin{array}{l} p_{o, f} = p_{i n, f} = \int_{0}^{π} \frac{V_{i n}^{2} t_{o n}^{2}}{2 T_{s} L_{f}} d ω t = \frac{α n m V_{P}^{2} t_{o n}}{2 π L_{f}} ， \\ p_{o, b} = p_{i n, b} = \int_{0}^{π - θ} \frac{V_{i n} (V_{i n} - V_{o}) t_{o n}^{2}}{2 T_{s} L_{b}} d ω t = \frac{β n m V_{P}^{2} t_{o n}}{2 μ π L_{f}} 。 \end{array} \end{matrix}

（13）

式中： $p_{o, f}$ 、 $p_{i n, f}$ 分别为反激PFC变换器的输出功率和输入功率； $p_{o, b}$ 、 $p_{i n, b}$ 分别为降压PFC变换器的输出功率和输入功率。

由式（13）可得，反激PFC变换器的输出功率在集成式变换器的总输出功率的占比

\begin{matrix} η_{f} = \frac{p_{o, f}}{p_{o, f} + p_{o, b}} = \frac{μ α}{μ α + β} \end{matrix}

。

（14）

降压PFC变换器的输出功率在集成式变换器的总输出功率的占比

\begin{matrix} η_{b} = 1 - η_{f} = \frac{β}{μ α + β} \end{matrix}

。

（15）

根据式（14）和式（15），图6显示了不同μ的输出功率分布曲线。降压PFC变换器的输出功率比随输入电压的增加而增加，随着μ的增加而减小；反激式PFC变换器的输出功率比则以相反的方式变化。为了使集成变换器的效率尽可能提高，降压PFC单元应提供更大的功率。

图6 不同μ的输出功率分布曲线

Fig. 6 Output power distribution curves with different μ

2.3 功率因数分析

由式（12），集成式PFC变换器的功率因数 $P_{F}$ 可表示为：

\begin{matrix} P_{F} = \frac{p_{i n}}{\frac{V_{P}}{\sqrt[]{2}} \sqrt[]{\frac{1}{π} \int_{0}^{π} i_{i n}^{2} d ω t}} = \frac{\sqrt[]{2} (μ α + β)}{\sqrt[]{π} (2 λ_{1} + λ_{2})} \end{matrix}

，

（16）

式中，

\begin{matrix} \{\begin{array}{l} λ_{1} = \int_{0}^{π} \frac{μ^{2} s i n^{2} ω t}{{(n m + s i n ω t)}^{2}} d ω t ， \\ λ_{2} = \int_{0}^{π - θ} {(\frac{μ s i n ω t + s i n ω t - m}{n m + s i n ω t})}^{2} d ω t 。 \end{array} \end{matrix}

（17）

根据式（16），图7为集成式变换器90~265 V输入下不同μ的 $P_{F}$ 。由图可以看出，当μ<0.3时， $P_{F}$ 随着v_in的增加而增加；当μ>1时， $P_{F}$ 随着v_in的增加而降低。这是由μ对变换器的2个单元功率分配影响引起的。随着μ的增加，降压变换器的功率占比增加；随着μ的减小，反激变换器的功率占比增加。

图7 集成式变换器90~265 V输入下不同μ的P_F

Fig. 7 P_F with different μ at 90~265 V input of integrated converter

3 仿真与实验

3.1 电路仿真

为验证理论推导的正确性及集成式变换器拓扑的可行性，采用PSIM电力电子仿真软件对变换器电路进行系统级仿真。图8为用PSIM搭建的仿真模型，模型控制回路采用双环峰值电流控制，仿真时间0.1 s，仿真步长1 μs。图中，PWM为驱动信号，PI为补偿器，ZCD为零电流检测。

图8 PSIM搭建的仿真模型

Fig. 8 Simulation model built by PSIM

3.1.1 开关频率设定

为了确保降压电感电流工作在DCM模式，降压电感电流i_Lb在i_Lf2变为零之前达到零，即

\begin{matrix} τ_{3} (t) + τ_{4} (t) \leq \frac{|v_{i n}|}{n v_{0}} t_{o n} \end{matrix}

。

（18）

将式（5）代入式（18）得

\begin{matrix} n \leq \frac{1}{1 - m} \end{matrix}

，

（19）

即在输入电压为90~265 V、输出电压为80 V的条件下，n应小于1.27。

将式（11）代入式（7），可得集成式PFC变换器开关频率为

\begin{matrix} f_{S} = \frac{1}{T_{S}} = \frac{n^{2} v_{o} (μ α + β)}{2 π L_{b} i_{o} (n m + |s i n (ω t)|)} \end{matrix}

。

（20）

式（20）表明开关频率在半个工频周期内是可变的，变换器在满载条件下，最小开关频率出现在峰值（|sin(ωt) |=1）时，即

\begin{matrix} f_{s - m i n} = \frac{n^{2} v_{o} (μ α + β)}{2 π L_{b} i_{o} (n m + 1)} \end{matrix}

。

（21）

由式（21）可以看出当μ、n和v_in是唯一的可变参数时，μ、n和v_in都可以影响f_s-min，f_s-min将分别随着μ、n和v_in的增加而增加。但是，在最小输入电压下，f_s-min也应高于20 kHz，以避免音频噪声影响。通常高开关频率会导致电源开关的高开关损耗，但是集成变换器所采用的GaN开关管具有较低的开关损耗，即使在高频工作状态也能使变换器拥有较高的转换效率，在PSIM仿真中可将开关频率设定在120 kHz以上，以满足变换器在不同输出电压下的工作条件。

3.1.2 高频变压器和降压电感设定

综合图5~7，当μ设置为0.3时，集成式变换器拥有较低的输入电流失真，较好的功率分配和较高的P_F值，n取1.27，在仿真中设置高频变压器的L_f为750 μH，匝数比为31꞉25，降压电感L_b为150 μH。

将以上参数输入仿真模型运行仿真，仿真结果如图9所示，可以观察到输入电流与输入电压呈同相，该集成式变换器可实现PFC功能。

图9 PSIM仿真输入电压与输入电流波形图

Fig. 9 Input voltage and input current waveforms by PSIM simulation

3.2 实验验证

为了验证图2所示的集成式PFC变换器及其控制电路，设计并搭建了一台输入电压为90~265 V、输出功率为120 W的实验样机，图10为样机电路图。变换器的关键参数为输入交流电压90~265 V/50 Hz，输出电压80 V，最大输出电流1.5 A，D₁、D₂、D₃续流二极管型号为ES5J，高频变压器采用PQ2620骨架和PC95磁芯，降压电感采用RM8磁芯。GaN开关管采用国产大连芯冠科技公司生产的GaN功率器件，型号为XG65T125PS1B。

图10 样机电路图

Fig. 10 Prototype circuit

集成式变换器在不同输入电压下的稳态输入电流和电压波形如图11所示。可以观察到输入电流与输入电压呈同相，尤其是在输入电压低于输出电压的区间，输入电流也能在一定程度跟随输入电压，实现了功率因数校正功能。

图11 不同输入电压下的稳态输入电流和电压波形

Fig. 11 Steady-state input current and voltage waveforms at different input voltages

为了与传统的降压型PFC变换器对比，分别搭建了2台降压电感为150 μH，工作在CRM模式下的Si基和GaN基降压型PFC变换器实验样机，其余电路参数均与集成式变换器保持一致。

图12为3种变换器的P_F值，输入电流谐波与转换效率对比，由图12（a）可以看出在90~265 V宽电压输入下，集成式PFC变换器的P_F值均达到0.95以上，高于传统单级降压型PFC变换器。图12（b）为3种变换器在220 V输入下，输入电流谐波占比与IEC61000-3-2C类标准对比，可以看出集成式PFC变换器各次谐波电流均低于IEC61000-3-2C类标准限值，符合标准要求，而传统单级降压型PFC均不符合标准。图12（c）为3种变换器在90~265 V宽电压输入下的能量转换效率，对比降压型GaN基和Si基PFC变换器可以看出，由于GaN功率器件具有宽禁带半导体低开关损耗等优势，降压型GaN基PFC变换器能量转换效率高于相同电路拓扑的Si基变换器，由于集成式PFC变换器对于降压型GaN基PFC变换器的元器件增多，导致其效率低于后者，但是得益于GaN功率器件优异的性能，其能量转换效率可与降压型Si基PFC变换器持平。

图12 3种变换器的性能指标对比

Fig. 12 Comparison of performance indicators of three converters

4 结束语

传统的单级降压型PFC变换器具有高次谐波电流的缺点。笔者设计并分析了一种降压-反激集成式GaN单开关管PFC变换器，详细分析了参数对功率因数，效率和输入谐波电流的影响。实验表明降压-反激集成式PFC变换器可消除降压型PFC变换器输入电流死区影响，在通用输入电压下具有低总谐波失真，能够达到IEC61000-3-2C类标准。此外，得益于采用的第三代宽禁带半导体GaN功率器件的优异性能，集成式PFC变换器可达到94.1%的较高能量转换效率。因此，所设计的变换器可以在通用输入应用中实现高效率和低总谐波失真性能。

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