2017, Vol. 40
全球一次性化石能源的逐渐枯竭和环境污染问题日益严重，使得光伏、燃料电池等绿色能源并网发电受到了广泛重视[1-4]。然而这些能源的输出电压普遍较低(低于50 V)，因此具有高增益的DC-DC变换器是低压可再生能源并网发电系统中重要的环节[5-8]。
传统交错并联Boost变换器[9]电路结构简单、输入电流纹波小、能处理较大的功率，但电压增益低、开关器件电压应力大，难以达到新能源并网发电系统中前端直流变换器的升压要求。为了解决上述问题，有学者提出了改进型交错并联Boost变换器[10-11]，改进后的拓扑不仅提高了电压增益还降低了开关器件的电压应力，但该变换器在占空比的整个开关周期内，其电压增益不同。文献[12-13]提出了一种新型高增益双相Boost变换器，在占空比的整个开关周期内具有统一的电压增益，但电压增益仅为传统Boost变换器的两倍。由电容、二极管构成的CDM(capacitor-diode multiplier，CDM)单元升压变换器[14]实现了高电压增益变换，降低了开关器件电压应力，但电压增益调节不够灵活。基于开关电感/开关电容的有源网络高升压直流变换器[15-16]中采用两开关管同步控制策略，开关管易于控制，但工作在高升压场合时二极管的反向恢复问题严重；文献[17]将交错Boost单元与Flyback变换器组成一种高升压比Boost-Flyback直流变换器，Flyback变换器的原边与输出端相连接在开关管关断后使得漏感能量可以转移到输出侧，有效抑制了开关管的电压尖峰，但输入电流纹波较大。文献[18]利用三绕组耦合电感研究了两相交错高增益Boost变换器，使用无源无损钳位电路抑制了主开关管的电压应力，但变换器受到占空比的限制，需工作在占空比大于0.5的开关状态。
文中采用2个三绕组耦合电感，提出了一种具有宽占空比交错控制、自平衡能力高增益DC/DC变换器。详细分析了该变换器的工作特性，并通过实验验证了理论分析的有效性。
1 所提变换器结构及其工作原理分析图 1(a)为笔者所提出的交错三绕组耦合电感高增益DC/DC变换器，副边漏感折算到原边后其等效结构如图 1(b)所示。该结构中，共有T1、T2 2个耦合电感，每个耦合电感有3个绕组，耦合电感的同名端分别用“*”和“·”表示。其中，L1a、L2a分别为耦合电感T1、T2原边绕组电感，L1b、L1c及L2b、L2c分别为T1、T2副边绕组电感，L1a、L2a的匝数为n1，L1b、L2b的匝数为n2，L1c、L2c的匝数为n3，耦合电感的匝比为N1=n2/n1、N2=n3/n1；Lm和Lk分别为耦合电感的励磁电感和原边漏感与副边折算到原边的总漏感。
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图 1 变换器拓扑结构 Figure 1 Circuit configuration of the proposed converter |
理论上，该变换器可以工作在占空比的整个变化范围内(0＜D＜1)，同时电压增益保持一致，有利于控制电路的实现。
1.1 原理分析(D＞0.5)所提变换器在D＞0.5时的主要工作波形如图 2所示，在一个开关周期中存在着如图 3所示的8个工作模态。
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图 2 D＞0.5时主要工作波形 Figure 2 Key waveforms of the proposed converter under duty cycle higher than 0.5 |
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图 3 D＞0.5时所提变换器各模态等效电路 Figure 3 Operation stages of the proposed converter under duty cycle higher than 0.5 |
在t0时刻，开关管S1开始导通，S2维持导通，对应的等效电路如图 3(a)所示。此工作阶段中，第一相的钳位电容C2与耦合电感T1的第三绕组串联向准倍压单元2充电，充电电流与第二相输入电流共同流入开关管S2。漏感控制了副边绕组电流的变化率，从而也控制了二极管D2、Do1关断电流的下降率，进而缓解了二极管D2、Do1的反向恢复问题。
1.1.2 模态2[t1~t2]在这个阶段，开关管S1、S2同时处于开通状态，所有二极管均处于反向截止状态，电流流通路径如图 3(b)所示。在输入电源的作用下，励磁电感Lm1、Lm2和漏感Lk1、Lk2充电储能。直到开关管S2关断，该模态结束。
1.1.3 模态3[t2~t3]在t2时刻，开关管S2关断，开关管S1维持导通，二极管D1、D2和Do1仍处于反向截止状态。由于在t2时刻开关管S2关断，漏感Lk2中存储的能量通过钳位二极管D3向电容C4传递。同时，励磁电感Lm2和储能电容C3中的能量经输出二极管Do2向负载侧传输。在这一阶段中，储能电容C1充电储能。对应的等效电路如图 3(c)所示。
1.1.4 模态4[t3~t4]在此模态中，开关管S2继续关断，开关管S1继续导通，二极管D3零电流关断，电流流通路径如图 3(d)所示。存储在励磁电感Lm2和电容C3中的能量继续经输出二极管Do2向负载侧传输。同时电容C4中的能量经二极管D4向储能电容C1转移。
1.1.5 模态5[t4~t5]如图 3(e)所示，开关管S2在t4时刻开始导通，在此模态中开关管S1继续导通。准倍压单元1在第二相的钳位电容C4与耦合电感T2的第三绕组共同作用下充电储能，充电电流与第一相输入电流共同流入开关管S1。直至t5时刻，流过二极管D4、Do2的电流降为零，此模态结束。
1.1.6 模态6[t5~t6]该模态中，开关管S1、S2均处于导通状态，所有二极管均处于关断状态，如图 3(f)所示。励磁电感Lm1、Lm2和漏感Lk1、Lk2的电流在输入电压的作用下线性增加。
1.1.7 模态7[t6~t7]由图 3(g)可以看出，在t=t6时刻，开关管S1关断，开关管S2继续导通。存储在励磁电感Lm1和电容C1中的能量经输出二极管Do1向负载侧提供。同时，存储在漏感Lk1中的能量经钳位二极管D1传输到电容C2中。二极管D2导通，为准倍压单元2中的储能电容C3充电提供流通路径。直到t7时刻，此模态结束，进入下一模态。
1.1.8 模态8[t7~t0′]在此阶段中，开关管S1关断，S2导通，等效电路如图 3(h)所示，流经二极管D1的电流降为零后自然关断，电容C3充电储能，励磁电感Lm1和电容C1继续通过输出二极管Do1向负载侧传递能量。
1.2 原理分析(D＜0.5)所提变换器在D＜0.5时的主要工作波形如图 4所示，开关管S1和S2交错运行，其驱动信号相差180°相位角。在一个稳态周期内，可等效成如图 5所示的6个工作模态。
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图 4 D＜0.5时主要工作波形 Figure 4 Key waveforms of the proposed converter under duty cycle less than 0.5 |
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图 5 D＜0.5时所提变换器各模态等效电路 Figure 5 Operation stages of the proposed converter under duty cycle less than 0.5 |
如图 5(a)所示。该模态中，开关管S1导通，S2处于断态。输入电源向励磁电感Lm1和漏感Lk1充电，漏感Lk2中存储的能量通过钳位二极管D3向钳位电容C4转移，励磁电感Lm2和储能电容C3中的能量经输出二极管Do2向负载侧传输。同时，二极管D4导通，电容C1充电储能。
1.1.2 模态2[t1~t2]在t1时刻，开关管S1维持导通，开关管S2继续关断。在此模态中，二极管D3零电流关断，二极管D1、D2和Do1仍然处于反向截止状态。对应的等效电路如图 5(b)所示。
1.1.3 模态3[t2~t3]开关管S1和S2均处于关断状态，二极管D2、D3和D4均处于反向截止状态，如图 5(c)所示。漏感Lk1中存储的能量通过钳位二极管D1向钳位电容C2充电。由于在t2时刻开关管S1关断，输出二极管Do1导通，励磁电感Lm1和电容C1中的能量通过Do1向负载侧转移。
1.1.4 模态4[t3~t4]开关管S2在t3时刻开始导通，在此模态中开关管S1继续关断。漏感Lk1中存储的能量继续通过二极管D1向电容C2充电，励磁电感Lm1和储能电容C1中的能量继续经输出二极管Do1向负载侧充电。同时，二极管D2导通，电容C3充电储能。对应的等效电路如图 5(d)所示。
1.1.5 模态5[t4~t5]此模态对应的等效电路如图 5(e)所示。在t4时刻开关管S1仍处于关断状态，开关管S2维持导通。二极管D1零电流自然关断，二极管D3、D4和Do2仍处于反向截止状态。
1.1.6 模态6[t5~t6]该模态中，开关管S1和S2同时处于关断状态，二极管D1、D2和D4均处于反向截止状态。钳位二极管D3导通，为漏感Lk2中存储的能量流向电容C4提供了流通路径。同时，存储在励磁电感Lm2和电容C3中的能量经输出二极管Do2向负载侧转移。
2 所提变换器结构稳态性能分析 2.1 电压增益(D＞0.5)为了简化分析，在以下分析中不计损耗且忽略耦合电感漏感的影响。当变换器工作在图 3所示的模态2和模态6时，输入电源分别对励磁电感Lm1、Lm2充电：
| $ {U_{{L_{{\rm{m1}}}}}} = {U_{{L_{{\rm{m2}}}}}} = {U_{{\rm{in}}}}。$ | (1) |
工作在图 3所示的模态3和模态7时，电容C1、C2、C3、C4的电压表达式：
| $ {U_{{C_2}}} = {U_{{C_4}}} = \frac{1}{{1 - D}}{U_{{\rm{in}}}}, $ | (2) |
| $ {U_{{C_1}}} = {U_{{C_3}}} = \left( {\frac{{1 + {N_2}D}}{{1 - D}} + {N_1}} \right){U_{{\rm{in}}}}。$ | (3) |
该变换器输出电压为
| $ {U_{\rm{o}}} = \frac{{2 + {N_1} + {N_2}D}}{{1 - D}}{U_{{\rm{in}}}}, $ | (4) |
可得变换器的电压增益为
| $ M = \frac{{2 + {N_1} + {N_2}D}}{{1 - D}}。$ | (5) |
根据图 5(c)、5(f)，可求出电容C2、C4两端的电压为
| $ {U_{{C_2}}} = {U_{{C_4}}} = \frac{1}{{1 - D}}{U_{{\rm{in}}}}。$ | (6) |
在图 5所示的模态1中，开关管S1导通，励磁电感Lm1处于储能阶段，根据图 5(a)，有
| $ {U_{{L_{{\rm{m1}}}}}} = {U_{{\rm{in}}}}, $ | (7) |
| $ {U_{{C_1}}} = \left( {\frac{{1 + {N_2}D}}{{1 - D}} + {N_1}} \right){U_{{\rm{in}}}}。$ | (8) |
同理可得
| $ {U_{{C_3}}} = \left( {\frac{{1 + {N_2}D}}{{1 - D}} + {N_1}} \right){U_{{\rm{in}}}}。$ | (9) |
该变换器输出电压为
| $ {U_{\rm{o}}} = \frac{{2 + {N_1} + {N_2}D}}{{1 - D}}{U_{{\rm{in}}}}。$ | (10) |
可得变换器的升压比，为
| $ M = \frac{{2 + {N_1} + {N_2}D}}{{1 - D}}。$ | (11) |
综上分析，可以看出该变换器在占空比整个变化范围内(0＜D＜1)，其电压增益表达式相同，因此有利于控制电路的实现。另外，该变换器的电压增益表达式有3个自由度，分别为占空比D和耦合电感的匝比N1及N2，提高了增益调节的灵活度。
2.3 开关器件的电压应力| $ {U_{{\rm{D}}{{\rm{S}}_1}}} = {U_{{\rm{D}}{{\rm{S}}_2}}} = \frac{{{U_{{\rm{in}}}}}}{{1 - D}} = \frac{{{U_{\rm{o}}}}}{{2 + {N_1} + {N_2}D}}。$ | (12) |
钳位二极管D1、D3的电压应力为
| $ {U_{{{\rm{D}}_1}}} = {U_{{{\rm{D}}_3}}} = \frac{{{U_{{\rm{in}}}}}}{{1 - D}} = \frac{{{U_{\rm{o}}}}}{{2 + {N_1} + {N_2}D}}。$ | (13) |
续流二极管D2、D4的电压应力为
| $ {U_{{{\rm{D}}_2}}} = {U_{{{\rm{D}}_4}}} = \frac{{1 + {N_1} + {N_2}}}{{1 - D}}{U_{{\rm{in}}}} = \frac{{1 + {N_1} + {N_2}}}{{2 + {N_1} + {N_2}D}}{U_{\rm{o}}}。$ | (14) |
输出二极管Do1、Do2的电压应力为
| $ {U_{{\rm{D}}{{\rm{o}}_1}}} = {U_{{\rm{D}}{{\rm{o}}_2}}} = \frac{{1 + {N_1}}}{{1 - D}}{U_{{\rm{in}}}} = \frac{{1 + {N_1}}}{{2 + {N_1} + {N_2}D}}{U_{\rm{o}}}。$ | (15) |
在匝比N1=N2=1的情况下，各功率器件的电压应力与输出电压之比随开关管占空比的变化曲线如图 6所示。可以看出，随着占空比的增加，各功率器件的电压应力均降低且总小于输出电压。特别是，开关管的最大电压应力低于输出电压的三分之一，有利于选择小功率高性能的开关器件。
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图 6 功率器件的电压应力 Figure 6 Voltage stress curve of power devices |
由于所提变换器中的耦合电感第三绕组跨接到另一组耦合电感中，在占空比不对称时可以提高所提变换器自动均流能力。表 1为占空比不对称时，两相输入电流差与其中一相输入电流之比的仿真分析。
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表 1 开关管占空比不对称时自动均流能力分析 Table 1 Current sharing performance with asymmetrical duty cycle |
假设开关管S1的占空比为D1，开关管S2的占空比为D2，匝比N1=N2=N，当D1≠D2时，储能电容C1、C3两端电压分别为
| $ {U_{{C_1}}} = \left( {\frac{{1 + N{D_2}}}{{1 - {D_2}}} + N} \right){U_{{\rm{in}}}}, $ | (16) |
| $ {U_{{C_3}}} = \left( {\frac{{1 + N{D_1}}}{{1 - {D_1}}} + N} \right){U_{{\rm{in}}}}。$ | (17) |
在开关管S1关断，S2导通期间，第一相输出电压为
| $ \begin{array}{*{20}{c}} {{U_{{{\rm{o}}_1}}} = {U_{{\rm{in}}}} + \left( {1 + N} \right){U_{{\rm{Lm1\_discharge}}}} + {U_{{C_1}}} = }\\ {\left( {\frac{{1 + N}}{{1 - {D_1}}} + \frac{{1 + N{D_2}}}{{1 - {D_2}}}} \right){U_{{\rm{in}}}}。} \end{array} $ | (18) |
在开关管S2关断，S1导通期间，第二相输出电压为
| $ \begin{array}{*{20}{c}} {{U_{{{\rm{o}}_2}}} = {U_{{\rm{in}}}} + \left( {1 + N} \right){U_{{\rm{Lm2\_discharge}}}} + {U_{{C_3}}} = }\\ {\left( {\frac{{1 + N}}{{1 - {D_1}}} + \frac{{1 + N{D_2}}}{{1 - {D_2}}}} \right){U_{{\rm{in}}}}。} \end{array} $ | (19) |
以上分析可知，在占空比不对称时，储能电容C1、C3两端的电压会随着占空比的变化自动调节，每相输出电压在输入电压和耦合电感原边及准倍压单元的共同作用下保持一致，使得两相输入电流能够保持自动平衡。
从表 1可以看出，所提变换器在占空比不对称时，具有较好的自动均流能力。所提变换器中的耦合电感第三绕组交叉跨接到另一组耦合电感中，副边进行了相互交叉耦合，使得支路电流能够实现自动平衡。
4 实验结果及分析为了验证本文所提变换器的工作性能，搭建了一台200 W的实验样机。样机主要参数：耦合电感匝比N1=N2=1，耦合电感的励磁电感Lm=100 μH，耦合电感的漏感Lk=3.8 μH，输入电压20~30 V，输出电压200 V，开关频率40 kHz，开关管均选用IRFP4227，二极管D1、D2选用DSEI60-02A，二极管D3、D4、Do1、Do2选用DSEI60-06A，输出滤波电容Co=100 μF，电容C1=C2=C3=C4=47 μF。
由图 7(a)、7(b)可知，由于两个耦合电感的原边电流进行了交错运行，使得总输入电流的纹波大大减小。图 7(c)为主功率开关管S1上的驱动信号和其电压应力波形及钳位电容C2的电压波形，开关管S1的电压应力近似为输出电压的1/4，实现了低电压应力功能，开关管S1的两端电压几乎等于钳位电容C2的电压，与理论分析较一致。图 7(d)为钳位二极管D1和续流二极管D2的电压应力波形，可以看出钳位二极管D1的电压应力约为输出电压的1/4，二极管D2的电压应力也低于输出电压，实验结果较好地验证了该变换器的工作原理及其稳态特性。
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图 7 实验波形 Figure 7 Experimental waveforms |
文章提出了一种具有高增益、低电压应力的交错三绕组耦合电感直流变换器，分析表明所提变换器具有以下特点:
1) 实现了电压高增益变换，电压增益调节更加灵活;
2) 在占空比整个变化范围内(0＜D＜1) 具备一致的电压增益，从而使得控制电路的实现更加简单;
3) 通过两组耦合电感的副边交叉跨接，支路电压和电流能够实现自动平衡;
4) 开关管电压应力大大降低，可采用低耐压等级和低导通电阻的高性能开关器件;
5) 在输入侧采用了交错并联的结构，输入电流纹波得到了有效的抑制;
6) 在钳位电路的作用下，降低了开关管电压尖峰且漏感能量被充分利用。
基于以上特点，该变换器在光伏、燃料电池等新能源发电领域有很好的应用价值。
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